对于单相桥式电压型方波逆变器,输出电压的大小可以怎样控制
对于单相桥式电压型方波逆变器,输出电压的大小可以这样控制，通过单相全桥的电压幅值调节在逆变器中的手段，常用方波应该是调节脉冲的宽度，即使是正弦波原理也一样，希望对你有帮助
单相逆变器多环反馈控制
摘要：应用了一个多环反馈控制策略来调节不间断电源逆变器的输出。分析了这种控制策略的时域与频域特性。最后给出了仿真和实验波形，结果证明了这种控制方法对线性负载和整流桥负载都有很好的控制效果。
关键词：逆变器；多环反馈；数字控制
0 引言
过去对逆变器的研究侧重于采用新型高频开关功率器件，从而减小滤波器尺寸，优化输出滤波器设计以实现低输出阻抗等，这些措施能在一定程度上抑制输出波形失真并改善负载适应性，但是还不够理想。为了进一步提高逆变器的动态和静态特性，必须采用新的控制方法。采用重复控制技术，可以较好地抑制周期性干扰，但是，重复控制延时一个工频周期的控制特点，使得单独采用重复控制的逆变器动态特性极差，基本上无法满足逆变器的指标要求。如果将双环控制和重复控制相结合形成复合控制方法,就可以达到较好的效果。但是，这种控制方法要占用较多的运算时间，提高了成本，使系统变得复杂。具有非线性补偿的滑模控制在逆变器的闭环控制中也得到了应用，尽管滑摸控制有着快速的动态响应，对系统参数和负载变化不敏感，但是建立一个令人满意的滑模面是很困难的。
电容电流采样的双环控制可以极大地提高系统的动态反应速度,如果把顺馈控制和逆馈控制相结合，组成复合控制系统，那么可以达到比较理想的控制效果。本文所采用的就是这种带有顺馈补偿的输出电压和滤波电容电流反馈的复合控制方案。
l 逆变器的控制模型
图1是全桥逆变器的主电路图，Vd是直流电压源，S1～S4是4个IGBT开关管，L和C是滤波电感和滤波电容，用于滤除逆变系统中的高次谐波。RL和RC是滤波电感和滤波电容的等效串联阻抗。z是负载，负载可以是纯阻性也可以是非线性等。图1所示的逆变器主电路由于开关器件的存在是个非线性系统。但是，当器件的开关频率远远大于逆变器输出电压的基波频率时，可以用状态空间平均和线性化技术来分析。按照图1所示，可以得到下面的逆变器模型的动态方程：
式中：iC，iL,iZ，分别是通过电感，电容，负载的电流。
式中:ic,iL,iz上面的动态方程显示了逆变器中各个量的相互关系。在上面建立方程的过程中，逆变器可以看作一个具有恒定增益的放大器。以上述的动态方程为基础，可以设计一个如图2所示的复合控制器。图2中各参数的定义如表1所列。
2 控制器模型的特性分析
在图2控制框图中，电压环作为逆馈瞬时控制外环，电流环作为逆馈瞬时控制内环。逆变器输出电压经过比例环节与参考电压比较，误差经过PI调节后作为电流控制内环的一部分基准，另一部分基准来自于参考电压的顺馈，这个复合基准与来自比例环节的电容电流比较后，再经过比例调节和放大环节就得到了逆变器开关管的输出电压。为了能够更清楚地分析上面的控制原理，现在采用下面的工程化分析方法，即
1)由于电压和电流逆馈环节的滤波常数很小，将其忽略；
2)滤波电感和滤波电容的等效串联阻抗对电路性能的影响较小，也将其忽略；
3)以线性电阻为负载对象分析。
取PI调节函数为可以对Uref实现误差为零的复现(证明略)。利用上面的分析，可以把图2化简为图3。
这样，得到逆变器的开环传递函数为：
其极点和零点为
通常则式(5)可以化简为
根据上面的函数表达式，作出的闭环根轨迹如图4所示。图4中虚线部分是电压瞬时值反馈控制的根轨迹，实线是本文所采用的复合控制的根轨迹图。图4(a)和图4(b)分别是轻载和满载的轨迹图。从图4中可以看出，本文所采用的控制方案由于在开环传递函数中引入的附加零点，使闭环系统的根轨迹远离虚轴，大大增加了系统的稳定性。而且!萼笋的值比较大，因此可以减少系统的调节时间，又不会造成系统较大的超调。
3 仿真与实验
图5～图8是用逆变器验证上面的控制方案的仿真结果。图中的切换都是选在正弦波的波峰处，这种情况代表了切换的最大电压崎变。图中所示波形的动态调整时间小于0．5ms，稳态整流桥负载THD为1％。图9和图10是系统的开环和闭系统的相位裕度大于60℃，为数字控制的滞后，死区效应，滤波器的滞后特性等留有足够的稳定裕量。而且调节时间很快，通带内增益稳定，且相移很小。
4 结语
分析了一个用于逆变器的复合控制技术，控制原理分析以及仿真和实验结果表明，这种控制方法稳定性好，稳态和动态性能优良，是一个值得推广应用的逆变器控制技术。
单相逆变电路中怎么实现输出电压频率和幅值变化的控制
可以改变直流输入幅值或pwm的占空比两种方式改变输出电压幅值。
单相逆变器的电路原理？
逆变器的工作原理是通过功率半导体开关器件的开通和关断作用。把直流电能变换成交流电能的单相逆变器的基本电路有网。推广是半桥式和全桥式三种，虽然电路结构不同，但工作原理类似。电路中使用具有开关特性的半导体器件。由控制电路周期性对功率器件发出开关脉冲控制信号，控制各个功率器件轮流导通和关断，再经过变压器耦合升压或降压后。总行滤波输出符合要求的交流电。
求单相正弦波逆变器容错控制？？
单相正弦波逆变器在工业生产中得到广泛应用，一旦发生故障，不但影响生产的正常进行，而且造成严重的经济损失。采用故障诊断和容错控制技术是提高系统可靠性的有力措施。容错控制的基本思想是：当系统中某些部件发生故障时，这些部件在系统中的功能可由其他部件完全或部分代替，使系统在故障的情况下仍能维持规定的性能，或不丧失基本性能。目前容错控制主要可分为两大类：基于硬件冗余的方法和基于软件冗余的方法。硬件冗余是对容易失效的部件设置一定的备份。此方法简单易行，但易使系统成本增加，结构变得复杂。软件冗余的方法充分利用系统中不同部件在功能上的重叠，为提高控制系统的可靠性设计提供了较经济的途径。
2 容错控制策略 容错控制目的在于针对不同的故障源和故障特征，采取相应的容错处理措施，对故障进行补偿、消除或自动修复，以保证设备继续安全可靠运行，或以牺牲性能损失为代价，保证设备在规定时间内完成其基本功能。要想采用容错控制，首先应分析系统中是否存在结构或功能上的冗余。通过分析发现，对于单相全桥逆变电路，实际上存在结构上的冗余。可将全桥电路视为两个半桥电路的叠加，若可在全桥逆变器一个桥臂功率开关管故障后，封锁该桥臂，将全桥电路重构为半桥电路，就可维持电路一定的性能，实现容错控制。图1为具有容错能力的全桥电路拓扑及第一、二桥臂开关故障后电路重构的等效电路。
在图1a中，将全桥电路中的直流滤波电容一分为二作为半桥电路的电容C1，C2，用双向晶闸管VTr1将第一桥臂中点A与两电容中点o相连，双向晶闸管VTr2将第二桥臂中点B与点o相连，这样便构成了具有容错能力的全桥电路拓扑。 正常工作时，VTr1，VTr2为关断状态，电路等效为正常的全桥逆变电路。当功率管VM1发生触发脉冲丢失故障后，采用容错控制策略将同一桥臂的功率管VM3关闭，同时触发VTr2导通，VTr1保持关断，全桥电路被重构为半桥电路，此时电路等效为图1b。当功率管VM2发生触发脉冲丢失故障后，采用容错控制策略将同一桥臂的功率管VM4关闭，同时触发VTr1导通，VTr2保持关断，全桥电路被重构为半桥电路，此时电路等效为图1c。当电路重构后原有控制器应根据控制对象的变化进行相应调整，以保证性能维持在可接受的范围内。 归纳容错控制策略如下，假设VMi(i=1，2，3，4)触发脉冲丢失。整个容错控制过程可分为以下几个步骤：①故障检测及诊断电路判断故障开关位置；②控制单元封锁VMi及其同一桥臂上功率开关的触发脉冲，触发连接该桥臂的双向晶闸管；③控制单元改变调节器参数，使其适应重构后的拓扑。
3 实验研究 在原理分析和仿真实验的基础上，设计并制作了一台小功率实验装置。实验参数为：开关频率fs=10 kHz；输出滤波电感L=1 mH；输出滤波电容C=20μF；输入滤波电容C1=C2=1 000μF；直流输入电压Uin=48 V。所有功率开关均采用IRF650A型功率MOSFET，输出电压经分压后采用电压隔离放大器AD202检测。输出电流检测采用CSB6-50A型霍尔电流传感器。初级直流侧电流检测电阻采用4个0．3Ω／2 W的电阻并联。输入滤波电阻由两个1 000μF电容构成，o点由VTr1和VTr2连接A，B两点。双向晶闸管选用BTA16-600B，驱动选用双向晶闸管驱动专用芯片MOC3 021。电路主控制芯片采用TMS302LF2407A型DSP，由其完成故障诊断及容错策略的实施。 实验模拟VM1在指定相位(90°，170°，270°)发生触发脉冲丢失故障，检测信号经DSP故障诊断单元判定后，执行容错控制程序，封锁VM2触发脉冲，触发VTr1，改变给定正弦波uref为原来的2倍。
图2分别为VM1在相位90°，170°，270°发生触发脉冲丢失故障后容错控制波形。图中，uo为逆变器输出电压波形，uphase为故障相位信号，uref为给定电压波形。uref是将DSP程序中的数字给定正弦波通过PWM端口以SPWM波输出，经RC低通滤波器由示波器得到的。由图可知：故障发生后，经过几个毫秒uo波形就恢复到额定值，但由于半桥电路输出能力有限，输出电压有一定下降，且波形出现了一些畸变。以上问题可通过优化主电路设计及控制电路设计来解决。
4 结论 提出一种具有容错能力的单相逆变器拓扑，并通过实验验证了该拓扑的容错能力。这里采用的针对单相正弦波逆变器的容错控制策略，不仅使单相正弦波逆变器在开关触发脉冲丢失的故障状态下仍可保持输出电压的稳定，而且具有较强的实时性，使系统在故障时仍能维持较好的性能，提高了系统的可靠性。
单相逆变器多环反馈控制
摘要：应用了一个多环反馈控制策略来调节不间断电源逆变器的输出。分析了这种控制策略的时域与频域特性。最后给出了仿真和实验波形，结果证明了这种控制方法对线性负载和整流桥负载都有很好的控制效果。
关键词：逆变器；多环反馈；数字控制
0 引言
过去对逆变器的研究侧重于采用新型高频开关功率器件，从而减小滤波器尺寸，优化输出滤波器设计以实现低输出阻抗等，这些措施能在一定程度上抑制输出波形失真并改善负载适应性，但是还不够理想。为了进一步提高逆变器的动态和静态特性，必须采用新的控制方法。采用重复控制技术，可以较好地抑制周期性干扰，但是，重复控制延时一个工频周期的控制特点，使得单独采用重复控制的逆变器动态特性极差，基本上无法满足逆变器的指标要求。如果将双环控制和重复控制相结合形成复合控制方法,就可以达到较好的效果。但是，这种控制方法要占用较多的运算时间，提高了成本，使系统变得复杂。具有非线性补偿的滑模控制在逆变器的闭环控制中也得到了应用，尽管滑摸控制有着快速的动态响应，对系统参数和负载变化不敏感，但是建立一个令人满意的滑模面是很困难的。
电容电流采样的双环控制可以极大地提高系统的动态反应速度,如果把顺馈控制和逆馈控制相结合，组成复合控制系统，那么可以达到比较理想的控制效果。本文所采用的就是这种带有顺馈补偿的输出电压和滤波电容电流反馈的复合控制方案。
l 逆变器的控制模型
图1是全桥逆变器的主电路图，Vd是直流电压源，S1～S4是4个IGBT开关管，L和C是滤波电感和滤波电容，用于滤除逆变系统中的高次谐波。RL和RC是滤波电感和滤波电容的等效串联阻抗。z是负载，负载可以是纯阻性也可以是非线性等。图1所示的逆变器主电路由于开关器件的存在是个非线性系统。但是，当器件的开关频率远远大于逆变器输出电压的基波频率时，可以用状态空间平均和线性化技术来分析。按照图1所示，可以得到下面的逆变器模型的动态方程：
式中：iC，iL,iZ，分别是通过电感，电容，负载的电流。
式中:ic,iL,iz上面的动态方程显示了逆变器中各个量的相互关系。在上面建立方程的过程中，逆变器可以看作一个具有恒定增益的放大器。以上述的动态方程为基础，可以设计一个如图2所示的复合控制器。图2中各参数的定义如表1所列。
2 控制器模型的特性分析
在图2控制框图中，电压环作为逆馈瞬时控制外环，电流环作为逆馈瞬时控制内环。逆变器输出电压经过比例环节与参考电压比较，误差经过PI调节后作为电流控制内环的一部分基准，另一部分基准来自于参考电压的顺馈，这个复合基准与来自比例环节的电容电流比较后，再经过比例调节和放大环节就得到了逆变器开关管的输出电压。为了能够更清楚地分析上面的控制原理，现在采用下面的工程化分析方法，即
1)由于电压和电流逆馈环节的滤波常数很小，将其忽略；
2)滤波电感和滤波电容的等效串联阻抗对电路性能的影响较小，也将其忽略；
3)以线性电阻为负载对象分析。
取PI调节函数为可以对Uref实现误差为零的复现(证明略)。利用上面的分析，可以把图2化简为图3。
这样，得到逆变器的开环传递函数为：
其极点和零点为
通常则式(5)可以化简为
根据上面的函数表达式，作出的闭环根轨迹如图4所示。图4中虚线部分是电压瞬时值反馈控制的根轨迹，实线是本文所采用的复合控制的根轨迹图。图4(a)和图4(b)分别是轻载和满载的轨迹图。从图4中可以看出，本文所采用的控制方案由于在开环传递函数中引入的附加零点，使闭环系统的根轨迹远离虚轴，大大增加了系统的稳定性。而且!萼笋的值比较大，因此可以减少系统的调节时间，又不会造成系统较大的超调。
3 仿真与实验
图5～图8是用逆变器验证上面的控制方案的仿真结果。图中的切换都是选在正弦波的波峰处，这种情况代表了切换的最大电压崎变。图中所示波形的动态调整时间小于0．5ms，稳态整流桥负载THD为1％。图9和图10是系统的开环和闭系统的相位裕度大于60℃，为数字控制的滞后，死区效应，滤波器的滞后特性等留有足够的稳定裕量。而且调节时间很快，通带内增益稳定，且相移很小。
4 结语
分析了一个用于逆变器的复合控制技术，控制原理分析以及仿真和实验结果表明，这种控制方法稳定性好，稳态和动态性能优良，是一个值得推广应用的逆变器控制技术。
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