什么是逆变器开环

死区对spwm输出电压波形的影响

       在SPWM逆变器中,为防止同一桥臂的上下两个开关器件产生直通,必须将驱动信号注入若干微秒的死区时间,这会使逆变器输出电压产生谐波电压，通过对基于瞬时输出电压反馈控制的SPWM逆变器死区效应造成的谐波电压的分析,建立了死区效应时SPWM逆变器控制模型,研究了逆变桥臂控制信号死区时间对开环与闭环控制SPWM逆变器输出基波电压的影响。

       分析结果表明,对于开环控制的SPWM 逆变器,随着死区时间增加,逆变器输出基波电压有效值降低,输出电压谐波分量显著增加;对于单电压闭环控制的SPWM逆变器,死区时间对逆变器输出基波电压的影响与负载有关.通过仿真研究验证了理论分析的正确性。

       SPWM：

       基本特征：以频率与期望的输出电压波相同的正弦波作为调制波，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波。由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得幅值相等、宽度按正弦规律变化的脉冲序列。

       优缺点：普通的SPWM变频器输出电压带有一定的谐波分量，为降低谐波分量，减少电动机转矩脉动，可以采用直接计算各脉冲起始与终了相位的方法，以消除指定次数的谐波。

单相逆变器多环反馈控制

       摘要：应用了一个多环反馈控制策略来调节不间断电源逆变器的输出。分析了这种控制策略的时域与频域特性。最后给出了仿真和实验波形，结果证明了这种控制方法对线性负载和整流桥负载都有很好的控制效果。

       关键词：逆变器；多环反馈；数字控制

       0 引言

        过去对逆变器的研究侧重于采用新型高频开关功率器件，从而减小滤波器尺寸，优化输出滤波器设计以实现低输出阻抗等，这些措施能在一定程度上抑制输出波形失真并改善负载适应性，但是还不够理想。为了进一步提高逆变器的动态和静态特性，必须采用新的控制方法。采用重复控制技术，可以较好地抑制周期性干扰，但是，重复控制延时一个工频周期的控制特点，使得单独采用重复控制的逆变器动态特性极差，基本上无法满足逆变器的指标要求。如果将双环控制和重复控制相结合形成复合控制方法,就可以达到较好的效果。但是，这种控制方法要占用较多的运算时间，提高了成本，使系统变得复杂。具有非线性补偿的滑模控制在逆变器的闭环控制中也得到了应用，尽管滑摸控制有着快速的动态响应，对系统参数和负载变化不敏感，但是建立一个令人满意的滑模面是很困难的。

        电容电流采样的双环控制可以极大地提高系统的动态反应速度,如果把顺馈控制和逆馈控制相结合，组成复合控制系统，那么可以达到比较理想的控制效果。本文所采用的就是这种带有顺馈补偿的输出电压和滤波电容电流反馈的复合控制方案。

       l 逆变器的控制模型

        图1是全桥逆变器的主电路图，Vd是直流电压源，S1～S4是4个IGBT开关管，L和C是滤波电感和滤波电容，用于滤除逆变系统中的高次谐波。RL和RC是滤波电感和滤波电容的等效串联阻抗。z是负载，负载可以是纯阻性也可以是非线性等。图1所示的逆变器主电路由于开关器件的存在是个非线性系统。但是，当器件的开关频率远远大于逆变器输出电压的基波频率时，可以用状态空间平均和线性化技术来分析。按照图1所示，可以得到下面的逆变器模型的动态方程：

       式中：iC，iL,iZ，分别是通过电感，电容，负载的电流。

        式中:ic,iL,iz上面的动态方程显示了逆变器中各个量的相互关系。在上面建立方程的过程中，逆变器可以看作一个具有恒定增益的放大器。以上述的动态方程为基础，可以设计一个如图2所示的复合控制器。图2中各参数的定义如表1所列。

       2 控制器模型的特性分析

        在图2控制框图中，电压环作为逆馈瞬时控制外环，电流环作为逆馈瞬时控制内环。逆变器输出电压经过比例环节与参考电压比较，误差经过PI调节后作为电流控制内环的一部分基准，另一部分基准来自于参考电压的顺馈，这个复合基准与来自比例环节的电容电流比较后，再经过比例调节和放大环节就得到了逆变器开关管的输出电压。为了能够更清楚地分析上面的控制原理，现在采用下面的工程化分析方法，即

        1)由于电压和电流逆馈环节的滤波常数很小，将其忽略；

        2)滤波电感和滤波电容的等效串联阻抗对电路性能的影响较小，也将其忽略；

        3)以线性电阻为负载对象分析。

        取PI调节函数为可以对Uref实现误差为零的复现(证明略)。利用上面的分析，可以把图2化简为图3。

       这样，得到逆变器的开环传递函数为：

       其极点和零点为

       通常则式(5)可以化简为

       根据上面的函数表达式，作出的闭环根轨迹如图4所示。图4中虚线部分是电压瞬时值反馈控制的根轨迹，实线是本文所采用的复合控制的根轨迹图。图4(a)和图4(b)分别是轻载和满载的轨迹图。从图4中可以看出，本文所采用的控制方案由于在开环传递函数中引入的附加零点，使闭环系统的根轨迹远离虚轴，大大增加了系统的稳定性。而且!萼笋的值比较大，因此可以减少系统的调节时间，又不会造成系统较大的超调。

       3 仿真与实验

        图5～图8是用逆变器验证上面的控制方案的仿真结果。图中的切换都是选在正弦波的波峰处，这种情况代表了切换的最大电压崎变。图中所示波形的动态调整时间小于0．5ms，稳态整流桥负载THD为1％。图9和图10是系统的开环和闭系统的相位裕度大于60℃，为数字控制的滞后，死区效应，滤波器的滞后特性等留有足够的稳定裕量。而且调节时间很快，通带内增益稳定，且相移很小。

       4 结语

        分析了一个用于逆变器的复合控制技术，控制原理分析以及仿真和实验结果表明，这种控制方法稳定性好，稳态和动态性能优良，是一个值得推广应用的逆变器控制技术。

光伏系统中MPPT设备的调节作用

       传统的MPPT方法依据判断方法和准则的不同分为开环和闭环MPPT方法。开环又包含定电压跟踪法、短路电流比例系数法、差值计算法；闭环包含扰动观测法、电导增量法（INC）。

        到现在还有了智能MPPT方法。

        并网逆变器按实现MPPT跟踪的不同拓扑和实现位置主要分两类：两级式并网光伏和单级式并网光伏。

        两级式：电池板输出的直流电通过前级Boost变换升压后在输出给后级的网侧逆变器，通过控制将网侧逆变器输出的交流电并入电网。由于两级式并网光伏逆变器中存在两个功率变换单元，因此最大功率跟踪点控制可以由前级的Boost完成，也可由后级的网侧逆变器完成。而含有DC-DC变换的应是基于前级的MPPT控制，也是实际中较为常见的控制方案，这种控制，前级的Boost实现MPPT控制，后级实现直流母线稳压控制。

        单级式：MPPT、电网电压同步和输出电流正弦控制等均直接由DC-AC环节来实现，控制相对复杂。

       一般常用扰动观察法（P&O),导纳增量法（INCond）。

       还有并联功率补偿法；结合常规算法的复合MPPT算法；电流扫描法；短路电流脉冲法；Fibonacci搜索法；基于状态空间的MPPT算法等。

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