发布时间：2024-09-06 13:50:15 人气：
电子镇流器的调光方法
这种调光控制法利用调节高频逆变器中功率开关管的脉冲占空比，实现输出功率调节，对半桥逆变的最大占空比为0.5，以确保半桥逆变器的两个开关管有一个死时间，以免两个开关管共态导通损坏。这种调光方法存在的问题是：如果电感电流连续并滞后于半桥电压Uxy，则开关可能导通时工作在零电压状态，关断瞬间需采用吸收电容达到ZCS工作条件，这样可进入ZVS工作方式，这是优点，EMI和开关管应力可明显降低。然而，如果占空比太小，以至电感电流不连续，将失去ZVS工作特性，并且由于供电直流电压较高，而使开关管上的应力加大，这种不连续电流导通状态将导致可靠性降低和加大EMI辐射。除了小的脉冲占空比，当灯管发生故障时，也会出现不连续电流工作状态，当灯为开路故障时，电感电流将流过谐振电容，由于这个电容的容量较小，所以阻抗较大。除非两个开关管有吸收电路保护，否则开关管将承受很大的电压应力。 调频调光法也是常用的调光方法。如果高频交流电子镇流器的开关频率增加，则电感的阻抗增加，这样，电感电流就会下降。
调频调光法的局限性：
A．调光范围由调频范围决定，如果调频范围不大，则功率调节范围也不大。
B．为了实现在低灯功率工作条件下实现调光，则调频范围应很宽（即从25KHZ--50KHZ）。磁芯的频率范围、驱动电路、控制电路可能限制调光范围。
C．在整个调频范围内不易实现软开关。轻载时，不能实现软开关，并使开关管上的电压应力加大。硬开关的瞬态过渡是EMI辐射的主要来源。
D．如果半桥逆变器不工作在软开关状态，则导致逆变器的损耗加大，导致效率降低。
E．当开关频率在红外遥控的频率范围内时，荧光灯将发射低电平的红外线，如果调频范围很大，其它的红外遥控装置如电视机将会受到影响。
F．灯电流近似反比于逆变器开关频率，调光与开关频率间不是线性关系。
G．当灯管发生开路故障时，将出现DCM工作状态，特别是当开关频率很低时。 利用改变半桥逆变器供电电压法实现调光有以下优点：
A．调节半桥逆变器供电电压来实现调光。
B．采用固定占空比（约0.5）的方法，使半桥逆变器工作在软开关电感电流连续的宽调光范围调光（这也可使开关控制电路简化）。
C．由于开关频率固定，所以可以针对给定的灯型号简化控制电路设计。
D．由于开关频率刚好大于谐振频率，所以可以降低无功功率和提高工作效率。E．由于开关频率固定，所以可以较方便的确定无源器件的参数。
F．在较宽的灯功率范围内（5%--100%）保持ZVS工作条件。
G．在很低的半桥逆变器供电电压下，将会失去软开关特性，将会出现电感电流不连续的工作状态。然而在直流供电电压很低的情况下，这种工作状态不再是个问题，这时的开关管应力和损耗将很小，即使硬开关在低直流供电电压情况下（如20V），也不会产生太多EMI辐射。
H．可实现平滑和几乎线性的灯功率控制特性。
I．可得到低功率解决方案，半桥逆变器的供电电压可以选得很低（如5%--100%的调光范围对应30-120V），这样可采用低电压电容和 MOSFET。
J．调光控制仅通过控制SEPIC变换器输出电压实现。由于半桥逆变器工作在恒频工作状态，所以可采用简单的AC/DC控制即可实现调光。
K．灯电流近似和DC变换器的电压成正比，调光几乎和SEPICDC变换器的输出直流电压成正比。 利用调节半桥逆变器中两支开关管的导通相位的方法来调节输出功率，从而达到输出调光的目的。相控调光法主要有以下特点：⑴可调光至此1%；⑵可在任意调光设定值下启动；⑶可应用于多灯应用场合；⑷调光相位灯功率关系线性好。
国内外对开关电源参数优化的发展状况如何那
国内外开关电源发展状况，主要表现在以下几个方面。
1. 高性能碳化硅（SiC）功率半导体器件
可以预见，碳化硅将是21世纪最可能成功应用的新型功率半导体器件材料，其优点是：禁带宽，工作温度高（可达600°C），通态电阻小，导热性能好，漏电流极小，PN结耐压高等等。
2. 高频磁技术
高频开关变换器中用了多种磁元件，有许多基本问题要研究。
（1）随着开关电源的高频化，在低频下可以忽略的某些寄生参数，在高频下将对某些电路性能（如开关尖峰能量、噪声水平等）产生重要影响。尤其是磁元件的涡流、漏电感、绕组交流电阻Rac和分布电容等，在低频和高频下的表现有很大不同。高频磁技术理论作为学科前沿问题，仍受到人们的广泛重视，如：磁心损耗的数学建模，磁滞回线的仿真建模，高频磁元件的计算机仿真建模和CAD、高频变压器一维和二维仿真模型等。有待研究的问题还有：高频磁元件的设计决定了高效率开关电源的性能、损耗分布和波形等，人们希望给出设计准则、方法、磁参数和结构参数与电路性能的依赖关系，明确设计的自由度与约束条件等。
（2）对高频磁性材料有如下要求：损耗小，散热性能好，磁性能优越。适用于兆赫级频率的磁性材料为人们所关注，如5~6m超薄钴基非晶态磁带，1MHz（Bm=0.1T）时，损耗仅为0.7~1W/cm3，是MnZn高频铁氧体的1/3~1/4。纳米结晶软磁薄膜也在研究。
（3）研究将铁氧体或其他薄膜材料高密度集成在硅片上。或硅材料集成在铁氧体上，是一种磁电混合集成技术。磁电混合集成还包括利用电感箔式绕组层间分布电容实现磁元件与电容混合集成等。
3. 新型电容器
研究开发适合于功率电源系统用的新型电容器和超级大电容。要求电容量大、等效电阻（ESR）小、体积小等。据报道，美国在20世纪90年代末，已开发出330F新型固体钽电容，其ESR有显著下降。
4. 功率因数校正AC-DC开关变换技术
一般高功率因数AC-DC电源由两级组成：在DC-DC变换器前加一级前置功率因数校正器，至少需要两个主开关管和两套控制驱动电路。这样对于小功率开关电源说，总体效率低、成本高。
对输入端功率因数要求不特别高的情况，用PFC和变换器组合电路构成小功率AC-DC开关电源，只用一个主开关管，可使PF校正到0.8以上，称为单管单级PF校正AC-DC变换器，简称为S4。例如一种隔离式S4PF校正AC/DC变换器，前置功率因数校正器用DCM运行的Boost变换器，后置电压调节器主电路为反激变换器，按CCM或DCM运行；两级电路合用一个主开关管。
5. 高频开关电源的电磁兼容研究
高频开关电源的电磁兼容问题有特殊性。通常，它涉及到开关过程产生的di/dt和dv/dt，引起强大的传导型电磁干扰和谐波干扰。有些情况还会引起强电磁场辐射。不但严重污染周围电磁环境，对附近的电气设备造成电磁干扰，还可能危及附近操作人员的安全。同时，开关电源内部的控制电路也必须能承受主电路及工业应用现场电磁噪声的干扰。由于上述特殊性和测量上的具体困难，专门针对开关电源电磁兼容的研究工作，目前还处于起始阶段。显然，在电磁兼容领域，存在着许多交叉科学的前沿课题有待人们研究。如：典型电路与系统的近场、传导干扰和辐射干扰建模；印制电路板和开关电源EMC优化设计软件；低中频、超音频及高频强磁场对人体健康的影响；大功率开关电源EMC测量方法的研究等。
6. 开关电源的设计、测试技术
建模、仿真和CAD是一种新的、方便且节省的设计工具。为仿真开关电源，首先要进行仿真建模。仿真模型中应包括电力电子器件、变换器电路、数字和模拟控制电路，以及磁元件和磁场分布模型，电路分布参数模型等，还要考虑开关管的热模型、可靠性模型和EMC建模。各种模型差别很大，因此建模的发展方向应当是：数字-模拟混合建模；混合层次建模；以及将各种模型组成一个统一的多层次模型（类似一个电路模型，有方块图等）；自动生成模型，使仿真软件具有自动建模功能，以节约用户时间。在此基础上，可建立模型库。
开关电源的CAD，包括主电路和控制电路设计、器件选择、参数优化、磁设计、热设计、EMI设计和印刷电路板设计、可靠性预估、计算机辅助综合和优化设计等。用基于仿真的专家系统进行开关电源的CAD，可使所设计的系统性能最优，减少设计制造费用，并能做可制造性分析，是21世纪仿真和CAD技术的发展方向之一。现在国外已开发出设计DC-DC开关变换器的专家系统和仿真用MATSPICE软件。
此外，开关电源的热测试、EMI测试、可靠性测试等技术的开发、研究与应用也是应大力发展的。
7. 低电压、大电流的开关电源开发
(1)低电压、大电流的开关变换器的要求
数据处理系统的速度和效率日益提高，新一代微处理器的逻辑电压低达1.1~1.8V，而电流达50~100A，其供电电源——低电压、大电流输出DC-DC变换器模块，又称为电压调整器模块（VRM）。新一代微处理器对VRM的要求是：输出电压很低，输出电流大，电流变化率高，响应快等。
①为降低IC的电场强度和功耗，必须降低微处理器供电电压，因此VRM的输出电压要从传统的3V左右降低到小于2V，甚至1V。
②运行时，电源输入电流>100A，由于寄生L、C参数，电压扰动大，应尽量减小L。
③微处理器起停频繁，不断从休眠状态启动，工作，再进入休眠状态。因此要求VRM电流从0突变到50A，又突降到0，电流变化率达5A/ns。
④设计时应控制扰动电压≤10%，允许输出电压变化±2%。
(2)采用波形交错技术
线路的寄生阻抗、电容的ESR和ESL对VRM在负载变化过程中的电压调整影响很大。必须研制高频、高功率密度和快速的新型VRM。现在已有多种拓扑问世，如：同步整流Buck变换器（用功率MOS管替代开关二极管）；为防止电流大幅度变化时由于高频寄生参数引起输出电压扰动，有文献介绍采用多输入通道或称多相DC-DC变换器，应用波形交错(Interleaving)技术，保证VRM输出纹波小，改善输出瞬态响应，并可减小输出滤波电感和电容。
(3)电压纹波与冲击电压问题
①电压纹波与ESR。对于电压在1V以下、电流在100A以上的负载，其负载电阻在10mΩ以下，低于滤波电容的内部等效串联电阻，会出现电压纹波问题。现在，假设可以通过升降压或升压型变换器实现这种电源，但流过电容的纹波电流在100A以上，效率小于50%。对此，降压型变换器中含有串联滤波电感，可抑制纹波电流。但是，负载电阻与ESR相当，纹波电流分别流过电容和负载，其动作模式和目前的滤波电路不同。
为探讨纹波电压动作模式，首先给出等效电路进行仿真。仿真中根据Crc的值，有四种动作模式的纹波电压。电压纹波值与rc/R的变化关系曲线，也有四种动作模式，C越大，纹波率就越小。为进一步降低低压大电流输出电压纹波，即减小滤波电容ESR值，必须采取一定的方法和策略。
②负载突变引起的冲击电压。对于数字电路的负载，为快速响应各种模式的转换，输出电压相应于负载变化的瞬态响应特性就显得非常重要。此时，如果电流的变化率大，冲击产生时间比开关周期Ts短，则很难期待由反馈而带来的输出电压稳定效果。目前技术还没有办法，正处于仿真研究阶段。
(4)探寻省略滤波电容的可能性
如果因负载急变引起输出电压波动，波动持续时间超过开关周期的话，通过反馈可在一定程度上进行调整，LC滤波电路对此电压调整效果起决定作用。为达到电压调整目的，必须提高开关频率，减小L和C值，让截止频率尽量向高域端延伸。有人考虑用两个非对称逆变器（带变压器）输出双相方波，每个逆变器的输出电压通过半波整流接向共同的负载，将截止频率延伸至高域端。
开关频率由MOSFET的开关时间所决定，为了提高开关效率，使超过其极限值，在实用中可采用多相开关方式等效提高开关频率的方法。但是，相数也有限制。另外，变化的原因仅在于负载一侧，让截止频率尽量低也非常有效。为达到此目的，使用电气双层电容滤波器可能是今后的发展方向。当然，为此必须考虑怎样同时降低双层电容器的等效串联电阻和等效串联电感。
(5)便携式设备与燃料电池
对于手提电脑、手机、数码相机等便携式电器，电源是出问题最多的部分。便携式设备的电源一直以来是传统电池的天下，传统电池在轻便与长时使用性方面，还不能充分满足用户的要求。为此，由固体高分子材料构成的燃料电池最近引起了大家的关注。燃料电池是以甲醇为燃料，铂为催化剂，其构造为电极间夹电解质膜，能量密度可做到锂电池的10倍。100°C以下的工作温度包括在常温下可以发电，单节电压大概为1~2V。本来用氢作燃料最理想，但从实用出发，用甲醇和铂催化剂的组合较方便。不过其对于负载变化的跟随性有问题，因此为保护电极，需要与电容组合使用。
燃料电池的优点是维护方便，可长时间使用。电能不足时，仅补充燃料即可，不需要长时间充电。
以上就低压、大电流开关电源为中心，对开关电源的未来技术发展方向进行了论述。按照摩尔定律，每18个月IC的集成度会增加2倍，因此很难断定电压会降低到何种程度为止。如果这种趋势无限制的持续下去，可以预想对电源的要求会越来越高。要满足这些要求，首先以开发新的半导体和电容为前提，另外从电路角度来建立元器件微细结构模型也可能成为解决问题的关键点。因此，今后在各种层面上打破学科界线进行协同研究的必要性会越来越高。
8. 低电压、大电流DC-DC变换器模块
变频器外接控制按钮的接法是怎样的？
搞个中继做个自锁线路，在把变频器fwd串联到中继的常开上出线到变频器的dcm就可以了。拓展：
1、简介：
变频器(Variable-frequency Drive，VFD)是应用变频技术与微电子技术，通过改变电机工作电源频率方式来控制交流电动机的电力控制设备。变频器主要由整流(交流变直流)、滤波、逆变(直流变交流)、制动单元、驱动单元、检测单元微处理单元等组成。变频器靠内部IGBT的开断来调整输出电源的电压和频率，根据电机的实际需要来提供其所需要的电源电压，进而达到节能、调速的目的，另外，变频器还有很多的保护功能，如过流、过压、过载保护等等。随着工业自动化程度的不断提高，变频器也得到了非常广泛的应用。
变频器（Variable-frequency Drive，缩写：VFD），也称为变频驱动器或驱动控制器，可译作Inverter（和逆变器的英文相同）。变频器是可调速驱动系统的一种，是应用变频驱动技术改变交流电动机工作电压的频率和幅度，来平滑控制交流电动机速度及转矩，最常见的是输入及输出都是交流电的交流/交流转换器。
在变频器出现之前，要调整电动机转速的应用需透过直流电动机才能完成，不然就是要透过利用内建耦合机的VS电动机，在运转中用耦合机使电动机的实际转速下降，变频器简化了上述的工作，缩小了设备体积，大幅度降低了维修率。不过变频器的电源线及电动机线上面有高频切换的讯号，会造成电磁干扰，而变频器输入侧的功率因素一般不佳，会产生电源端的谐波。
变频器的应用范围很广，从小型家电到大型的矿场研磨机及压缩机。全球约1/3的能量是消耗在驱动定速离心泵、风扇及压缩机的电动机上，而变频器的市场渗透率仍不算高。能源效率的显著提升是使用变频器的主要原因之一。
变频器技术和电力电子有密切关系，包括半导体切换元件、变频器拓扑、控制及模拟技术、以及控制硬件及固件的进步等。
求助abb变频器调整正反转怎么设置
只需在DI2数字输入2 可编程即可；默认2=正向/反向。控制正转、反转的继电器的触点分别接在二个多功能端子上，把变频器参数设定控制命为为端子控制，修改多功能端子对应的参数功能为：正转、反转。
（需与接线相对应，变频器都有正转、反转端子，接上正转、反转的继电器的触点就可），变频器所控制的电机，要旋转还需0---10V的模拟电压。（由上位机PLC,或CNC给出,或用电位器接DC10V电压给出）。
扩展资料
1、工作原理
通过将380V交流电压整流滤波成为平滑的510V直流电压，再通过逆变器件将510V直流电压变成频率与电压均可调的交流电压，电压调节范围在0V--380之间；频率可调范围在0HZ--600HZ之间。以达到控制电动机无极调速的目的。
2、工作环境的影响
在变频器实际应用中，由于国内客户除少数有专用机房外，大多为了降低成本，将变频器直接安装于工业现场。工作现场一般有灰尘大、温度高、湿度大的问题，还有如铝行业中有金属粉尘、腐蚀性气体等等。因此必须根据现场情况做出相应的对策。
（1）变频器应该安装在控制柜内部。
（2）变频器最好安装在控制柜内的中部；变频器要垂直安装，正上方和正下方要避免安装可能阻挡排风、进风的大元件。
（3）变频器上、下部边缘距离控制柜顶部、底部、或者隔板、或者必须安装的大元件等的最小间距，应该大于300 mm。
（4）如果特殊用户在使用中需要取掉键盘，则变频器面板的键盘孔，一定要用胶带严格密封或者采用假面板替换，防止粉尘大量进入变频器内部。
（5）在多粉尘场所，特别是多金属粉尘、絮状物的场所使用变频器时，总体要求控制柜整体密封，专门设计进风口、出风口进行通风；控制柜顶部应该有防护网和防护顶盖出风口；控制柜底部应该有底板和进风口、进线孔，并且安装防尘网。
电网质量对变频器的影响
在冲击负载如电焊机、电弧炉、轧钢机等场合，电压经常出现闪变;在一个车间中，有多台变频器等容性整流负载在工作时，其产生的谐波对于电网质量有很严重的污染，对设备本身也有相当的破坏作用，轻则不能够连续正常运行，重则造成设备输入回路的损坏。可以采取下列的措施。
（1）在冲击负载如电焊机、电弧炉、轧钢机等场合建议用户增加无功静补装置，提高电网功率因数和质量。
（2） 在变频器比较集中的车间，建议采用集中整流，直流共母线供电方式。建议用户采用12脉冲整流模式。优点是谐波小、节能，特别适用于频繁起动、制动，电动机处于既电动运行与发电运行的场合。
（3）变频器输入侧加装无源LC滤波器，减小输入谐波，提高功率因数，可靠性高，效果好。
（4）变频器输入侧加装有源PFC 装置，效果最好，但成本较高。
参考资料：
开关电源设计的作品目录
第1章基本拓扑1.1引言——线性调整器和Buck、Boost及反相开关型调整器
1.2线性调整器——耗能型调整器
1.2.1基本工作原理
1.2.2线性调整器的缺点
1.2.3串接晶体管的功率损耗
1.2.4线性调整器的效率与输出电压的关系
1.2.5串接PNP型晶体管的低功耗线性调整器
1.3开关型调整器拓扑
1.3.1Buck开关型调整器
1.3.2Buck调整器的主要电流波形
1.3.3Buck调整器的效率
1.3.4Buck调整器的效率（考虑交流开关损耗）
1.3.5理想开关频率的选择
1.3.6设计例子
1.3.7输出电容
1.3.8有直流隔离调整输出的Buck调整器的电压调节
1.4Boost开关调整器拓扑
1.4.1基本原理
1.4.2Boost调整器的不连续工作模式
1.4.3Boost调整器的连续工作模式
1.4.4不连续工作模式的Boost调整器的设计
1.4.5Boost调整器与反激变换器的关系
1.5反极性Boost调整器
1.5.1基本工作原理
1.5.2反极性调整器设计关系
参考文献
第2章推挽和正激变换器拓扑
2.1引言
2.2推挽拓扑
2.2.1基本原理（主/辅输出结构）
2.2.2辅输出的输入—负载调整率
2.2.3辅输出电压偏差
2.2.4主输出电感的最小电流限制
2.2.5推挽拓扑中的磁通不平衡（偏磁饱和现象）
2.2.6磁通不平衡的表现
2.2.7磁通不平衡的测试
2.2.8磁通不平衡的解决方法
2.2.9功率变压器设计
2.2.10初/次级绕组的峰值电流及有效值电流
2.2.11开关管的电压应力及漏感尖峰
2.2.12功率开关管损耗
2.2.13推挽拓扑输出功率及输入电压的限制
2.2.14输出滤波器的设计
2.3正激变换器拓扑
2.3.1基本工作原理
2.3.2输出/输入电压与导通时间和匝数比的设计关系
2.3.3辅输出电压
2.3.4次级负载、续流二极管及电感的电流
2.3.5初级电流、输出功率及输入电压之间的关系
2.3.6功率开关管最大关断电压应力
2.3.7实际输入电压和输出功率限制
2.3.8功率和复位绕组匝数不相等的正激变换器
2.3.9正激变换器电磁理论
2.3.10功率变压器的设计
2.3.11输出滤波器的设计
2.4双端正激变换器拓扑
2.4.1基本原理
2.4.2设计原则及变压器的设计
2.5交错正激变换器拓扑
2.5.1基本工作原理、优缺点和输出功率限制
2.5.2变压器的设计
2.5.3输出滤波器的设计
参考文献
第3章半桥和全桥变换器拓扑
3.1引言
3.2半桥变换器拓扑
3.2.1工作原理
3.2.2半桥变换器磁设计
3.2.3输出滤波器的设计
3.2.4防止磁通不平衡的隔直电容的选择
3.2.5半桥变换器的漏感问题
3.2.6半桥变换器与双端正激变换器的比较
3.2.7半桥变换器实际输出功率的限制
3.3全桥变换器拓扑
3.3.1基本工作原理
3.3.2全桥变换器磁设计
3.3.3输出滤波器的计算
3.3.4变压器初级隔直电容的选择
第4章反激变换器
4.1引言
4.2反激变换器基本工作原理
4.3反激变换器工作模式
4.4断续工作模式
4.4.1输入电压、输出电压及导通时间与输出负载的关系
4.4.2断续模式向连续模式的过渡
4.4.3反激变换器连续模式的基本工作原理
4.5设计原则和设计步骤
4.5.1步骤1：确定初/次级匝数比
4.5.2步骤2：保证磁心不饱和且电路始终工作于DCM模式
4.5.3步骤3：根据最小输出电阻及直流输入电压调整初级电感
4.5.4步骤4：计算开关管的最大电压应力和峰值电流
4.5.5步骤5：计算初级电流有效值和导线尺寸
4.5.6步骤6：次级电流有效值和导线尺寸
4.6断续模式下的反激变换器的设计实例
4.6.1反激拓扑的电磁原理
4.6.2铁氧体磁心加气隙防止饱和
4.6.3采用MPP磁心防止饱和
4.6.4反激变换器的缺点
4.7120V/220V交流输入反激变换器
4.8连续模式反激变换器的设计原则
4.8.1输出电压和导通时间的关系
4.8.2输入、输出电流与功率的关系
4.8.3最小直流输入时连续模式下的电流斜坡幅值
4.8.4断续与连续模式反激变换器的设计实例
4.9交错反激变换器
4.9.1交错反激变换器次级电流的叠加
4.10双端（两开关管）断续模式反激变换器
4.10.1应用场合
4.10.2基本工作原理
4.10.3双端反激变换器的漏感效应
参考文献
第5章电流模式和电流馈电拓扑
5.1简介
5.1.1电流模式控制
5.1.2电流馈电拓扑
5.2电流模式控制
5.2.1电流模式控制的优点
5.3电流模式和电压模式控制电路的比较
5.3.1电压模式控制电路
5.3.2电流模式控制电路
5.4电流模式优点详解
5.4.1输入网压的调整
5.4.2防止偏磁
5.4.3在小信号分析中可省去输出电感简化反馈环设计
5.4.4负载电流调整原理
5.5电流模式的缺点和存在的问题
5.5.1恒定峰值电流与平均输出电流的比例问题
5.5.2对输出电感电流扰动的响应
5.5.3电流模式的斜率补偿
5.5.4用正斜率电压的斜率补偿
5.5.5斜率补偿的实现
5.6电压馈电和电流馈电拓扑的特性比较
5.6.1引言及定义
5.6.2电压馈电PWM全桥变换器的缺点
5.6.3Buck电压馈电全桥拓扑基本工作原理
5.6.4Buck电压馈电全桥拓扑的优点
5.6.5Buck电压馈电PWM全桥电路的缺点
5.6.6Buck电流馈电全桥拓扑——基本工作原理
5.6.7反激电流馈电推挽拓扑（Weinberg电路）
参考文献
第6章其他拓扑
6.1SCR谐振拓扑概述
6.2SCR和ASCR的基本工作原理
6.3利用谐振正弦阳极电流关断SCR的单端谐振逆变器拓扑
6.4SCR谐振桥式拓扑概述
6.4.1串联负载SCR半桥谐振变换器的基本工作原理
6.4.2串联负载SCR半桥谐振变换器的设计计算
6.4.3串联负载SCR半桥谐振变换器的设计实例
6.4.4并联负载SCR半桥谐振变换器
6.4.5单端SCR谐振变换器拓扑的设计
6.5Cuk变换器拓扑概述
6.5.1Cuk变换器的基本工作原理
6.5.2输出/输入电压比与开关管Q1导通时间的关系
6.5.3L1和L2的电流变化率
6.5.4消除输入电流纹波的措施
6.5.5Cuk变换器的隔离输出
6.6小功率辅助电源拓扑概述
6.6.1辅助电源的接地问题
6.6.2可供选择的辅助电源
6.6.3辅助电源的典型电路
6.6.4Royer振荡器辅助电源的基本工作原理
6.6.5作为辅助电源的简单反激变换器
6.6.6作为辅助电源的Buck调节器(输出带直流隔离)
参考文献
第7章变压器及磁性元件设计
7.1引言
7.2变压器磁心材料与几何结构、峰值磁通密度的选择
7.2.1几种常用铁氧体材料的磁心损耗与频率和磁通密度的关系
7.2.2铁氧体磁心的几何尺寸
7.2.3峰值磁通密度的选择
7.3磁心最大输出功率、峰值磁通密度、磁心和骨架面积及线圈电流密度的选择
7.3.1变换器拓扑输出功率公式的推导
7.3.2推挽变换器输出功率公式的推导
7.3.3半桥拓扑输出功率公式的推导
7.3.4全桥拓扑输出功率公式的推导
7.3.5以查表的方式确定磁心和工作频率
7.4变压器温升的计算
7.5变压器中的铜损
7.5.1引言
7.5.2集肤效应
7.5.3集肤效应——定量分析
7.5.4不同规格的线径在不同频率下的交/直流阻抗比
7.5.5矩形波电流的集肤效应[14 ]
7.5.6邻近效应
7.6引言：利用面积乘积（AP）法进行电感及磁性元件设计
7.6.1AP法的优点
7.6.2电感器设计
7.6.3信号级小功率电感
7.6.4输入滤波电感
7.6.5设计举例：60Hz共模输入滤波电感
7.6.6差模输入滤波电感
7.7磁学：扼流线圈简介——直流偏置电流很大的电感
7.7.1公式、单位和图表
7.7.2有磁化直流偏置的磁化曲线特征
7.7.3磁场强度Hdc
7.7.4增加扼流圈电感或者额定直流偏置量的方法
7.7.5磁通密度ΔB
7.7.6气隙的作用
7.7.7温升
7.8磁设计——扼流圈磁心材料简介
7.8.1适用于低交流应力场合的扼流圈材料
7.8.2适用于高交流应力场合的扼流圈材料
7.8.3适用于中等范围的扼流圈材料
7.8.4磁心材料饱和特性
7.8.5磁心材料损耗特性
7.8.6材料饱和特性
7.8.7材料磁导率参数
7.8.8材料成本
7.8.9确定最佳的磁心尺寸和形状
7.8.10磁心材料选择总结
7.9磁学：扼流圈设计例子
7.9.1扼流圈设计例子：加了气隙的铁氧体磁心
7.9.2步骤一：确定20%纹波电流需要的电感量
7.9.3步骤二：确定面积乘积（AP）
7.9.4步骤三：计算最小匝数
7.9.5步骤四：计算磁心气隙
7.9.6步骤五：确定最佳线径
7.9.7步骤六：计算最佳线径
7.9.8步骤七：计算绕组电阻
7.9.9步骤八：确定功率损耗
7.9.10步骤九：预测温升——面积乘积法
7.9.11步骤十：核查磁心损耗
7.10磁学：用粉芯磁心材料设计扼流圈——简介
7.10.1影响铁粉芯磁心材料选择的因素
7.10.2粉芯材料的饱和特性
7.10.3粉芯材料的损耗特性
7.10.4铜耗——低交流应力时限制扼流圈设计的因素
7.10.5磁心损耗——高交流应力时限制扼流圈设计的因素
7.10.6中等交流应力时的扼流圈设计
7.10.7磁心材料饱和特性
7.10.8磁心的几何结构
7.10.9材料成本
7.11扼流圈设计例子：用环形Kool Mμ材料设计受铜耗限制的扼流圈
7.11.1引言
7.11.2根据所储存能量和面积乘积法选择磁心尺寸
7.11.3受铜耗限制的扼流圈设计例子
7.12用各种E形粉芯设计扼流圈的例子
7.12.1引言
7.12.2第一个例子：用#40E形铁粉芯材料设计扼流圈
7.12.3第二个例子：用#8E形铁粉芯磁心设计扼流圈
7.12.4第三个例子：用#60 E形Kool Mμ磁心设计扼流圈
7.13变感扼流圈设计例子：用E形Kool Mμ磁芯设计受铜耗限制的扼流圈
7.13.1变感扼流圈
7.13.2变感扼流圈设计例子
参考文献
第8章双极型大功率晶体管的基极驱动电路
8.1引言
8.2双极型晶体管的理想基极驱动电路的主要目标
8.2.1导通期间足够大的电流
8.2.2导通瞬间基极过驱动峰值输入电流Ib1
8.2.3关断瞬间反向基极电流尖峰Ib2
8.2.4关断瞬间基射极间的-1~-5V反向电压尖峰
8.2.5贝克（Baker）钳位电路（能同时满足高、低β值的晶体管工作要求的电路）
8.2.6对驱动效率的改善
8.3变压器耦合的贝克（Baker）钳位电路
8.3.1Baker钳位的工作原理
8.3.2使用变压器耦合的Baker钳位电路
8.3.3结合集成变压器的Baker钳位
8.3.4达林顿管（Darlington）内部的Baker钳位电路
8.3.5比例基极驱动
8.3.6其他类型的基极驱动电路
参考文献
第9章MOSFET和IGBT及其驱动电路
9.1MOSFET概述
9.1.1IGBT概述
9.1.2电源工业的变化
9.1.3对新电路设计的影响
9.2MOSFET管的基本工作原理
9.2.1MOSFET管的输出特性（Id-Vds）
9.2.2MOSFET管的通态阻抗rds(on)
9.2.3MOSFET管的输入阻抗米勒效应和栅极电流
9.2.4计算栅极电压的上升和下降时间已获得理想的漏极电流上升和下降时间
9.2.5MOSFET管栅极驱动电路
9.2.6MOSFET管rds温度特性和安全工作区
9.2.7MOSFET管栅极阈值电压及其温度特性
9.2.8MOSFET管开关速度及其温度特性
9.2.9MOSFET管的额定电流
9.2.10MOSFET管并联工作
9.2.11推挽拓扑中的MOSFET管
9.2.12MOSFET管的最大栅极电压
9.2.13MOSFET管源漏极间的体二极管
9.3绝缘栅双极型晶体管（IGBT）概述
9.3.1选择合适的IGBT
9.3.2IGBT构造概述
9.3.3IGBT工作特性
9.3.4IGBT并联使用
9.3.5技术参数和最大额定值
9.3.6静态电学特性
9.3.7动态特性
9.3.8温度和机械特性
参考文献
第10章磁放大器后级调节器
10.1引言
10.2线性调整器和Buck后级调整器
10.3磁放大器概述
10.3.1用作快速开关的方形磁滞回线磁心
10.3.2磁放大器中的关断和导通时间
10.3.3磁放大器磁心复位及稳压
10.3.4利用磁放大器关断辅输出
10.3.5方形磁滞回线磁心特性和几种常用磁心
10.3.6磁心损耗和温升的计算
10.3.7设计实例——磁放大器后级整流
10.3.8磁放大器的增益
10.3.9推挽电路的磁放大器输出
10.4磁放大器脉宽调制器和误差放大器
10.4.1磁放大器脉宽调制及误差放大器电路
参考文献
第11章开关损耗分析与负载线整形缓冲电路设计
11.1引言
11.2无缓冲电路的晶体管的关断损耗
11.3RCD关断缓冲电路
11.4RCD缓冲电路中电容的选择
11.5设计范例——RCD缓冲电路
11.5.1接电源正极的RCD缓冲电路
11.6无损缓冲电路
11.7负载线整形（减少尖峰电压以防止晶体管二次击穿的缓冲器）
11.8变压器无损缓冲电路
参考文献
第12章反馈环路的稳定
12.1引言
12.2系统振荡原理
12.2.1电路稳定的增益准则
12.2.2电路稳定的增益斜率准则
12.2.3输出LC滤波器的增益特性（输出电容含/不含ESR）
12.2.4脉宽调制器的增益
12.2.5LC输出滤波器加调制器和采样网络的总增益
12.3误差放大器幅频特性曲线的设计
12.4误差放大器的传递函数、极点和零点
12.5零点、极点频率引起的增益斜率变化规则
12.6只含单零点和单极点的误差放大器传递函数的推导
12.7根据2型误差放大器的零点、极点位置计算相移
12.8考虑ESR时LC滤波器的相移
12.9设计实例——含有2型误差放大器的正激变换器反馈环路的稳定性
12.103型误差放大器的应用及其传递函数
12.113型误差放大器零点、极点位置引起的相位滞后
12.123型误差放大器的原理图、传递函数及零点、极点位置
12.13设计实例——通过3型误差放大器反馈环路稳定正激变换器
12.143型误差放大器元件的选择
12.15反馈系统的条件稳定
12.16不连续模式下反激变换器的稳定
12.16.1从误差放大器端到输出电压节点的直流增益
12.16.2不连续模式下反激变换器的误差放大器输出端到输出电压节点的传递函数
12.17不连续模式下反激变换器误差放大器的传递函数
12.18设计实例——不连续模式下反激变换器的稳定
12.19跨导误差放大器
参考文献
第13章谐振变换器
13.1引言
13.2谐振变换器
13.3谐振正激变换器
13.3.1某谐振正激变换器的实测波形
13.4谐振变换器的工作模式
13.4.1不连续模式和连续模式；过谐振模式和欠谐振模式
13.5连续模式下的谐振半桥变换器
13.5.1并联谐振变换器（PRC）和串联谐振变换器（SRC）
13.5.2连续模式下串联负载和并联负载谐振半桥变换器的交流等效电路和增益曲线
13.5.3连续模式（CCM）下串联负载谐振半桥变换器的调节
13.5.4连续模式下并联负载谐振半桥变换器的调节
13.5.5连续模式下串联/并联谐振变换器
13.5.6连续模式下零电压开关准谐振变换器
13.6谐振电源小结
参考文献
第14章开关电源的典型波形
14.1引言
14.2正激变换器波形
14.2.180%额定负载下测得的Vds和Id的波形
14.2.240%额定负载下的Vdc和Ids的波形
14.2.3导通/关断过程中漏源极间电压和漏极电流的重叠
14.2.4漏极电流、漏源极间的电压和栅源极间的电压波形的相位关系
14.2.5变压器的次级电压、输出电感电流的上升和下降时间与功率晶体管漏源电压波形
14.2.6图14.1中的正激变换器的PWM驱动芯片（UC3525A）的关键点波形
14.3推挽拓扑波形概述
14.3.1最大、额定及最小电源电压下，负载电流最大时变压器中心抽头处的电流和
开关管漏源极间的电压
14.3.2两开关管Vds的波形及死区期间磁心的磁通密度
14.3.3栅源极间电压、漏源极间电压和漏极电流的波形
14.3.4漏极处的电流探头与变压器中心抽头处的电流探头各自测量得到的漏极电流
波形的比较
14.3.5输出纹波电压和整流器阴极电压
14.3.6开关管导通时整流器阴极电压的振荡现象
14.3.7开关管关断时下降的漏极电流和上升的漏源极间电压重叠产生的交流开关损耗
14.3.820%最大输出功率下漏源极间电压和在变压器中心抽头处测得的漏极电流的波形
14.3.920%最大输出功率下的漏极电流和漏极电压的波形
14.3.1020%最大输出功率下两开关管漏源极间电压的波形
14.3.11输出电感电流和整流器阴极电压的波形
14.3.12输出电流大于最小输出电流时输出整流器阴极电压的波形
14.3.13栅源极间电压和漏极电流波形的相位关系
14.3.14整流二极管（变压器次级）的电流波形
14.3.15由于励磁电流过大或直流输出电流较小造成的每半周期两次“导通”的现象
14.3.16功率高于额定最大输出功率15%时的漏极电流和漏极电压的波形
14.3.17开关管死区期间的漏极电压振荡
14.4反激拓扑波形
14.4.1引言
14.4.290%满载情况下，输入电压为其最小值、最大值及额定值时漏极电流和漏源极间
电压的波形
14.4.3输出整流器输入端的电压和电流波形
14.4.4开关管关断瞬间缓冲器电容的电流波形
参考文献
第15章功率因数及功率因数校正
15.1功率因数
15.2开关电源的功率因数校正
15.3校正功率因数的基本电路
15.3.1用于功率因数校正的连续和不连续工作模式Boost电路对比
15.3.2连续工作模式下Boost变换器对输入网压变化的调整
15.3.3连续工作模式下Boost变换器对负载电流变化的调整
15.4用于功率因数校正的集成电路芯片
15.4.1功率因数校正芯片Unitrode UC3854
15.4.2用UC3854实现输入电网电流的正弦化
15.4.3使用UC3854保持输出电压恒定
15.4.4采用UC3854芯片控制电源的输出功率
15.4.5采用UC3854芯片的Boost电路开关频率的选择
15.4.6Boost输出电感L1的选择
15.4.7Boost输出电容的选择
15.4.8UC3854的峰值电流限制
15.4.9设计稳定的UC3854反馈环
15.5Motorola MC34261功率因数校正芯片
15.5.1Motorola MC34261的详细说明（图15.11）
15.5.2MC34261的内部逻辑及结构（图15.11和图15.12）
15.5.3开关频率和L1电感量的计算
15.5.4MC34261电流检测电阻（R9）和乘法器输入电阻网络（R3和R7）的选择
参考文献
第16章电子镇流器——应用于荧光灯的高频电源
16.1引言：电磁镇流器
16.2荧光灯的物理特性和类型
16.3电弧特性
16.3.1在直流电压下的电弧特性
16.3.2交流驱动的荧光灯
16.3.3带电子镇流器荧光灯的伏安特性
16.4电子镇流器电路
16.5DC/AC逆变器的一般特性
16.6DC/AC逆变器拓扑
16.6.1电流馈电式推挽拓扑
16.6.2电流馈电式推挽拓扑的电压和电流
16.6.3电流馈电拓扑中的“电流馈电”电感的幅值
16.6.4电流馈电电感中具体磁心的选择
16.6.5电流馈电电感线圈的设计
16.6.6电流馈电拓扑中的铁氧体磁心变压器
16.6.7电流馈电拓扑的环形磁心变压器
16.7电压馈电推挽拓扑
16.8电流馈电并联谐振半桥拓扑
16.9电压馈电串联谐振半桥拓扑
16.10电子镇流器的封装
参考文献
第17章用于笔记本电脑和便携式电子设备的低输入电压变换器
17.1引言
17.2低输入电压芯片变换器供应商
17.3凌特（Linear Technology）公司的Boost和Buck变换器
17.3.1凌特LT1170 Boost变换器
17.3.2LT1170 Boost变换器的主要波形
17.3.3IC变换器的热效应
17.3.4LT1170 Boost变换器的其他应用
17.3.5LTC其他类型高功率Boost变换器
17.3.6Boost变换器的元件选择
17.3.7凌特Buck变换器系列
17.3.8LT1074 Buck变换器的其他应用
17.3.9LTC高效率、大功率Buck变换器
17.3.10凌特大功率Buck变换器小结
17.3.11凌特低功率变换器
17.3.12反馈环的稳定性
17.4Maxim公司的变换器芯片
17.5由芯片产品构成的分布式电源系统
三相PWM整流KPWM的具体含义是什么啊!!!
。kPWM为PWM逆变器的等效增益，且kPWM=Ud/Ut，其中Ud为直流母线电压，Ut为三角波幅值。kuf及kif分别为输出电压和电容电流的反馈系数；Δu是扰动输入，包括死区时间带来的影响和直流侧电压波动等；io为负载电流。
引言
在电力系统中，电压和电流应是完好的正弦波。但是在实际的电力系统中，由于非线性负载的影响，实际的电网电压和电流波形总是存在不同程度的畸变，给电力输配电系统及附近的其它电气设备带来许多问题，因而就有必要采取措施限制其对电网和其它设备的影响。随着电力电子技术的迅速发展，各种电力电子装置在电力系统、工业、交通、家庭等众多领域中的应用日益广泛，大量的非线性负载被引入电网，导致了日趋严重的谐波污染。电网谐波污染的根本原因在于电力电子装置的开关工作方式，引起网侧电流、电压波形的严重畸变。目前，随着功率半导体器件研制与生产水平的不断提高，各种新型电力电子变流装置不断涌现，特别是用于交流电机调速传动的变频器性能的逐步完善，为工业领域节能和改善生产工艺提供了十分广阔的应用前景。相关资料表明，电力电子装置生产量在未来的十年中将以每年不低于10%的速度递增，同时，由这类装置所产生的高次谐波约占总谐波源的70%以上。
在我国，当前主要的谐波源主要是一些整流设备，如化工、冶金行业的整流设备和各种调速、调压设备以及电力机车。传统的整流方式通常采用二极管整流或相控整流方式，采用二极管整流方式的整流器存在从电网吸取畸变电流，造成电网的谐波污染，而且直流侧能量无法回馈电网等缺点。采用相控方式的整流器也存在深度相控下交流侧功率因数很低，因换流引起电网电压波形畸变等缺点。这些整流器从电网汲取电流的非线性特征，给周围用电设备和公用电网都会带来不利影响。
为了抑制电力电子装置产生的谐波，其中的一种方法就是对整流器本身进行改进，使其尽量不产生谐波，且电流和电压同相位。这种整流器称为高功率因数变流器或高功率因数整流器。高功率因数变流器主要采用PWM整流技术，一般需要使用自关断器件。对电流型整流器，可直接对各个电力半导体器件的通断进行 PWM调制，使输入电流成为接近正弦且与电源电压同相的PWM波形，从而得到接近1的功率因数。对电压型整流器，需要将整流器通过电抗器与电源相连。只要对整流器各开关器件施以适当的PWM控制，就可以对整流器网侧交流电流的大小和相位进行控制，不仅可实现交流电流接近正弦波，而且可使交流电流的相位与电源电压同相，即系统的功率因数总是接近于1。本文主要对与PWM整流器相关的功率开关器件、主电路拓扑结构和控制方式等进行详细说明，在此基础上对PWM 整流技术的发展方向加以探讨。
2 功率开关器件
PWM整流器的基础是电力电子器件，其与普通整流器和相控整流器的不同之处是其中用到了全控型器件，器件性能的好坏决定了PWM整流器的性能。优质的电力电子器件必须具有如下特点：(1)能够控制通断，确保在必要时可靠导通或截止；（2）能够承受一定的电压和电流，阻断状态时能承受一定电压，导通时匀许通过一定的电流；（3）具有较高的开关频率，在开关状态转换时具有足够短的导通时间和关断时间，并能承受高的di/dt和dv/dt。目前在PWM整流器中得到广泛应用的电力电子器件主要有如下几种：
2.1门极可关断晶闸管(GTO)
GTO是最早的大功率自关断器件，是目前承受电压最高和流过电流最大的全控型器件。它能由门极控制导通和关断，具有通过电流大、管压降低、导通损耗小， dv/dt耐量高等优点，目前已达6KV/6KA的应用水平，在大功率的场合应用较多。但是GTO的缺点也很明显，驱动电路复杂并且驱动功率大，导致关断时间长，限制了器件的开关频率；关断过程中的集肤效应容易导致局部过热，严重情况下使器件失效；为了限制dv/dt，需要复杂的缓冲电路，这些都限制了 GTO在各个领域的应用，现在GTO主要应用在中、大功率场合。
2.2电力晶体管（GTR）
电力场效应管又称为巨型晶体管，是一种耐高压、大电流的双极结型晶体管，该器件与GTO一样都是电流控制型器件，因而所需驱动功率较大，但其开关频率要高于GTO，因而自20世纪80年代以来，主要应用于中小功率的变频器或UPS电源等场合。目前其地位大多被绝缘栅双极晶体管(IGBT)和电力场效应管（Power MOSFET）所取代。
2.3电力场效应管（Power MOSFET）
电力场效应管是用栅极电压来控制漏极电流的，属于电压控制型器件，因此它的第一个显著特点是驱动电路简单，需要的驱动功率小。其第二个显著特点是开关速度快，工作频率高。另外Power MOSFET的热稳定性优于GTR。但是Power MOSFET电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过10kW的场合。
2.4绝缘栅双极晶体管(IGBT)
IGBT是后起之秀，将MOSFET和GTR的优点于一身，既具有MOSFET的输入阻抗高、开关速度快的优点，又具有GTR耐压高、流过电流大的优点，是目前中等功率电力电子装置中的主流器件。目前的应用水平已经达到3.3KV/1.2KA。栅极为电压驱动，所需驱动功率小，开关损耗小、工作频率高，不需缓冲电路，适用于较高频率的场合。其主要缺点是高压IGBT内阻大，通态压降大，导致导通损耗大；在应用于高（中）压领域时，通常需要多个串联。
2.5集成门极换流晶闸管(IGCT)和对称门极换流晶闸管(SGCT)
IGCT是在GTO的基础上发展起来的新型复合器件，兼有MOSFET和GTO两者的优点，又克服了两者的不足之处，是一种较为理想的兆瓦级、高（中）压开关器件。与MOSFET相比，IGCT通态压降更小，承受电压更高，通过电流更大；与GTO相比，通态压降和开关损耗进一步降低，同时使触发电流和通态时所需的门极电流大大减小角，有效地提高了系统的开关速度。IGCT采用的低电感封装技术使得其在感性负载下的开通特性得到显著改善。与GTO相比， IGCT的体积更小，便于和反向续流二极管集成在一起，这样就大大简化了电压型PWM整流器的结构，提高了装置的可靠性。其改进形式之一称为对称门极换流晶闸管(SGCT)，两者的特性相似，不同之处是SGCT可双向控制电压，主要应用于电流型PWM中。目前，两者的应用水平已经达到6KV/6KA。
3 PWM整流器的主电路拓扑结构
PWM整流器根据主电路中开关器件的多少可以分为单开关型和多开关型；根据输入电源相数可以分为单相PWM整流电路和三相整流电路；根据输出要求可以分为电压源和电流源型。下面介绍几种常见的三相PWM整流电路的拓扑结构并简要分析它们的工作特性。
3.1三相单开关PWM整流电路
三相单开关PWM整流器的主电路拓朴结构主要有如下几种：
1. 单开关Boost型（升压型）：电路如图1所示，其中输出电压恒定，工作于电流断续模式（DCM），这种电路结构简单，在PWM整流电路中应用广泛。
图1三相单开关Boost型
2. 单开关Buck型（降压型）：电路如图2所示，与升压型成对偶关系，其输出电流恒定，输出电压较低，仍然工作于断续电流模式（DCM）。
图2三相单开关Buck型
3.2 三相多开关PWM整流电路
三相多开关PWM整流器的主电路拓朴结构主要有如下几种：
1. 六开关Boost型：也可称为两电平电压型整流器或三相桥式可逆PWM整流器。电路如图3所示，每个桥臂上的可关断开关管都带有反并联二极管，可以实现能量的双向流动，每只开关管的导通作用，一般都是使交流侧滤波电感L蓄积磁能，而在开关管关断时，迫使电感产生较高的电压Ldi/dt，通过另一桥臂的续流二极管向直流侧释放磁能。因此，从广义上讲，这种桥式PWM可逆整流器拓扑，仍属于升压式结构。六开关Boost型PWM整流器的特点是结构简单且宜于实现有源逆变，因而是目前应用和研究最为活跃的一种类型，也是多开关PWM整流电路中应用最为广泛的一种。
图3三相多开关Boost型
2. 六开关Buck型：也可称为两电平电流型整流器，电路如图4所示，直流侧电抗器一般要求很大。由于电流型变换器的特点，交流侧输入LC滤波器通常是必不可少的，以改善电流波形和功率因数。这种电路拓朴较适合于空间矢量调制，且有降压作用。其缺点是由于直流侧大电感内阻较大，消耗功率较大导致其效率略低于六开关Boost型。
图4三相多开关Buck型
3. 三电平PWM整流电路
在大功率PWM变流装置中，常采用拓朴结构如图5所示的三点式电路，这种电路也称为中点钳位型(Neutral Point Clamped) 电路。与两点式PWM相比，三点式PWM调制波的主要优点，一是对于同样的基波与谐波要求而言，开关频率低得多，从而可以大幅度降低开关损耗；二是每个主开关器件关断时所承受的电压仅为直流侧电压的一半，因此这种电路特别适合于高电压大容量的应用场合。不过三点式PWM可逆整流器的缺点也是显而易见的，一方面其主电路拓扑使用功率开关器件较多，另一方面，控制也比两点式复杂，尤其是需要解决中点电位平衡问题。
图5三电平PWM整流电路
从上面的分析可以知道，单开关主电路拓朴结构的共同优点在于，控制结构简单，易于实现，且电源工作工作可靠性高；缺点在于其应用场合受到开关器件的影响，开关器件的耐压水平高低和开关频率的高低限制了这种电路的应用，其主要应用于中小功率的变频器或UPS电源。
与单开关结构的PWM整流器相比，多开关PWM整流电路的共同优点在于功率因数高，谐波失真小，可实现能量的双向流动，调节速度快，应用范围宽，主要应用于中大功率场合。缺点也很突出，电路结构复杂，控制难度大，而且需要检测和控制的点较多，提高了控制成本；器件的增多也降低了系统的可靠性。但由于其性能指标要高于单开关结构的PWM整流器，且可实现能量的双向流动，是很有发展前途的拓朴结构。
4 控制方式
控制技术是 PWM高频整流器发展的关键。要使PWM整流器工作时达到单位功率因数，必须对电流进行控制，保证其为正弦且与电压同相或反相。根据有没有引入电流反馈可以将这些控制方法分为两种：引入交流电流反馈的称为直接电流控制（DCC）；没有引入交流电流反馈的称为间接电流控制，间接电流控制也称为相位幅值控制（PAC）。
4.1间接电流控制
间接电流控制就是通过控制PWM整流器的交流输入端电压，实现对输入电流的控制。这种控制方法没有引入交流电流控制信号，而是通过控制输入端电压间接控制输入电流，故称间接电流控制。又因其直接控制量为电压，所以又称为相位幅值控制。其原理图如图6所示。
图6间接电流控制框图
间接电流控制引入一个电压环，由电压环得到一个与整流电路输出功率相匹配的输入电流幅值给定。再经过两个乘法器转换成输入电流的有功分量ip和无功分量 iq，分别经R和ωL环节后转换成电压信号再与电源电压相减后，便得到给定电压调制信号，最后与三角波比较产生控制用的PWM信号，控制主电路的工作。这种控制方式的电路简单，但由于缺少了电流环，响应速度受到一定程度的影响；另外，用到了电路参数R、L，电路参数与给定参数一致性较差，也会影响控制的精度。
4.2直接电流控制
与间接电流相反，在控制电路中引入交流输入电流反馈信号，对输入电流进行直接控制，称为直接电流控制。根据电流跟踪方法的不同，直接电流控制可分为滞环电流比较法控制、定时瞬时电流比较法控制和三角波电流比较法控制等。
⑴滞环电流比较法控制
图7所示为滞环电流比较法控制的原理图。以其中A相进行说明，基本工作原理是电压调节器输出与和电源电压同相位的单位正弦信号相乘得到A相电流参考信号 iA＊，iA＊再与检测到的A相电流信号iA比较，经过滞环产生PWM调制波，对各开关器件进行控制，达到控制电流与电压完全同相或反相的目的。
滞环电流比较法控制实现很方便，控制简单，且控制误差可由滞环宽度调节，若设计合适可达到较高的控制精度，故实际应用较。在使用中，器件开关频率取决于滞环宽度，导致器件的开关频率较大，造成器件选择较难且滤波器的设计复杂。
图7滞环电流比较法控制原理图
⑵定时瞬时电流比较法控制
图8所示为定时瞬时电流比较法控制的原理图。定时瞬时电流比较法控制与滞环电流比较法控制类似，都包括电压、电流反馈且PWM调制波产生方法也相同。不同之处是，引入时钟信号定时将反馈电流与指令电流进行比较，产生PWM调制波控制开关器件的通断，保证电压、电流的同相位，且器件的开关频率固定。
图8定时瞬时电流比较法控制原理图
定时瞬时电流比较法控制可有效克服滞环电流控制开关频率变化的缺点，使开关频率固定，但电流跟踪误差受到电网电压影响，且控制电路要比滞环电流比较控制复杂。
⑶三角波电流比较法控制
图9所示为三角波电流比较法控制的原理图。与前面两种控制方法类似，电路中也包括电流滞环和电压环，电流指令由电压环PI输出和一个与电压同相的单位正弦信号相乘得到，指令电流和反馈电流经电流调节器后与三角波信号比较后，得到控制用PWM调制波，控制开关器件的通断，实现输出电流跟踪指令电流。
图9三角波电流比较法控制原理图
三角波电流比较法控制也具有开关频率固定的优点，且单一桥臂的开关控制互补，为建模分析提供了方便，从而可方便的实现系统的谐波分析；在结构上，其控制电路比定时瞬时电流比较法控制简单，因而具有广阔的应用前景。
在直接电流控制中直接检测交流侧电流信号加以控制，系统响应快，动态响应好，但检测量过多，控制复杂。间接电流控制从稳态相量关系出发进行电流控制，尽管动态响应较慢，但其具有结构简单、检测量少、控制简单、概念清晰的特点，可得到最优的性能价格比。
5 结语
通过上述分析，PWM整流技术的应用会越来越广泛，其发展也会呈现出多种趋势，但可主要归结为三个方面：功率器件、主电路拓朴和控制方法。
（1） 新型全控型器件的发展。器件是PWM整流技术赖以实现的基础，新技术的出现和新材料的应用，必然会产生更新、更好的功率器件，从而推动PWM整流技术的发展。
（2） 主电路拓朴。PWM整流器的最大优势就是对电网的影响较小，为了进一步降低影响，提高功率因数，人们必然会对整流器的拓朴结构进行改进，现在已经出现五电平、七电平结构，随着功率器件和应用水平的提高，必然会有更新、更好的电路拓朴结构出现。
（3） 控制方法。一方面，主电路拓朴的多样化，必然会引起控制方法的变异，甚至会产生更新、更简单的控制方法；另一方面，现代控制理论和计算机技术的发展也为新的方法的出现奠定了坚实的基础，现在状态反馈控制、变结构控制已经开始应用到PWM整流器的控制中来。
/News/2005,6/Article_292.htm
求电子镇流器资料
浅谈电子镇流器的工作原理
关键词 高频交流电子镇流 半桥逆变 buck-boost PFC 单级变换
一、高频交流电子镇流
由于气体放电灯（如荧光灯、霓虹灯、卤素灯、金卤灯等）是一种负阻性电光源(特性曲线如图1所示)要使其正常稳定工作，需加一个限流装置。这个限流装置叫做镇流器。目前气体放电灯使用的镇流器有两种：（1）电感式镇流器；（2）高频交流电子镇流器。由于电感式镇流器工作在市电频率，体积大、笨重，还需消耗大量铜和硅钢等金属材料，散热困难、效率低、有频闪，所以现在一些电光源界的科技工作者纷纷寻找新的镇流方法，而高频交流电子镇流器就是一种有效方法。
电子镇流采用高频开关变换电子线路的方法实现镇流，具有无频闪、效率高、体积小、重量轻、可调光，不使用大量铜材和硅钢材料的特点，所以自20世纪70年代以来，高频交流电子镇流器一问世，由于它的体积小、发光效率高（发光效率与工作频率关系曲线如图2 所示）无频闪效应，适应供电电压范围宽、节能的一系列优点，受到了用户的欢迎。
据统计，世界上照明用电占了世界上产生的总电量的1/4，如仅将现用的200亿只灯泡中的50亿只换成节能的电子镇流灯泡，就可节省200GW的电能，从而少建几十个电站。由于高频交流电子镇流器节能和巨大的市场潜力，进入20世纪90年代后，各种气体放电照明灯广泛采用高频电子镇流器，形成一个"绿色照明"的新兴产业。
"绿色照明"是90年代初国际上对节约电能、保护环境照明系统的形象说法。美、英、法、日等主要发达国家和部分发展中国家先后制定了"绿色照明"的计划，并已经取得明显效果。事实上，照明的质量和水平已成为衡量社会现代化的一个重要标志，成为人类社会可持续发展的一项重要标志。
目前，我国已成为照明器具的生产大国，现有照明器具生产企业1000家，电光源产品有60多个门类3500多个品种规格，灯具产品30多个门类500多个品种规格。我国照明节能大有潜力可挖。目前，荧光灯、稀土三色紧凑型荧光灯已生产出适合家用的H、双H、O、D、双D、SL型等多种产品。这种灯与照度相同的管型荧光灯相比约节电27%，与白炽灯相比，可节电70%。2001年，按每户仅用一只节能灯计算，全国4亿只节能灯就可节电2000万千瓦电力，投资只需120亿元，而要生产2000万千瓦的电力，即需投资500亿元。所以在我国照明节能是一项很重要的课题。
目前，世界上一些著名的大专院校、科研院所、公司都投入了较大的力量进行高频交流电子镇流器的科研开发、生产。如美国弗吉尼亚大学功率电子研究中心（VPEC），李泽元教授领导的科研中心每年都有相关论文和实验报告在IEEE功率电子学学刊刊出，并提出了如高频能量反馈、采用电荷泵功率因数校正的电子镇流器等概念，美国加州理工大学（UCT）的S.CUK教授关于单级高功率因数电子镇流器，一种用于紧凑型荧光灯的E类电子镇流器，西班牙、巴西、我国台湾和香港地区的一些著名高等院校、科研院所、公司都投入了一些高水平的科研人员进行开发。同时，国内一些著名科研院所、大学也投入了较大力量进行科研开发。这点可从国内相关科技文献看出。勿容置疑的是我国是世界上电子镇流器的一个生产大国，我国有较多的公司、企业从事这种"绿色电光源"产品的生产。
特别是自20世纪80年代末、90年代初，IEC928（1990）、GB15143（1994）《管形荧光灯用交流电子镇流器一般要求和安全要求》及IEC929（1990）、GB/T15144《管形荧光灯用交流电子镇流器的性能要求》等技术标准相继颁布与实施，使交流电子镇流器的研究、开发、生产有了统一技术规范。
由于高频交流电子镇流器要求体积小、造价低，并且对电磁辐射干扰、输入功率因数、波峰因数、可靠性等技术指标严格，所以要做出一个满足高性能、低价格、体积小、低电磁辐射干扰，使用安全可靠的高频交流电子镇流器并非件易事，所以往往让人感到：看似简单的一个电子产品，但是技术含量很高，是一个涉及电路拓扑、高频电子变换、谐振开关（ZVS、ZCS）、LC串并联谐振、功率因数校正、电磁干扰抑制（EMC、EMI）、信号传感、采集和控制、电子元器件、电光源器件等电力电子技术的方方面面。同时，如何测量高频交流电子镇流器的技术参数，如功率、高频谐波成分、效率、电磁辐射干扰（EMI），也是高频交流电子镇流器的研究热点。
实践证明，要做出一只高性能的高频交流电子镇流器，还需对它的负载--灯的技术特性、灯对电源的技术要求有所了解，否则要做出高性能的高频交流电子镇流器是不现实的。
由于对电网供电质量的要求不断提高，国际电工技术委员会1982年分别制定了IEC555-2《家用设备及类似电器设备对供电系统的干扰》标准，和IEC1000-3-2《电磁兼容性标准》，分别对相关电器设备的功率、谐波成分、电磁辐射干扰等技术指标做出了要求，对高频交流电子镇流器而言也相应增加了电路的设计难度和制造难度。
二、常用高频交流电子镇流器电路与改进
（一）单级半桥谐振式
由于半桥谐振式逆变电路工作可靠，对开关管耐压要求较低，所以采用半桥谐振式逆变电路为灯负载供电的功率变换电路使用最为广泛。它主要由：交流市电供电整流电路（滤波）、启动电路、串联谐振高频逆变电路、保护电路、灯负载几部分组成。
这是一个典型的、自激振荡、自启动的LC串联谐振半桥逆变的高频交流电子镇流器电路，谐振主要由L、、C3、C4完成，利用谐振时C4上的高频电压点亮灯负载，当灯负载电流发生变化时，会影响谐振回路Q值，从而影响谐振电容C4上的谐振电压，来实现稳定灯负载电流的作用。
由于这种电路采用元件少、造价低，所以目前国内市场上见到的高频交流电子镇流器大多采用类似的这种电路。
但这种电路存在以下缺点：（1）无灯丝预热功能，易产生灯丝电极溅射作用，而降低灯丝的使用寿命，使用时间一长易造成灯管一端发黑的现象；（2）由于采用市电整流后直接给半桥逆变级供电，所以会产生很强的高次谐波干扰，降低交流市电输入侧的功率因数，并降低电源供电效率,采用这种电路的高频交流电子镇流器大量使用时，会造成三相四线供电电网的地电位偏移，因而造成用电设备的损坏；（3）由于半桥逆变级工作在高频开关逆变状态，所以产生的高次谐波，会产生相应的电磁幅射干扰，影响其它用电设备的正常工作；（4）由于电路没有设保护电路，所以一旦市电电源供电发生故障（如电网电压升高过多）或灯负载发生破裂等故障时，易造成电路损坏，严重时还会发生火灾事故。
（二）双级谐振式高频交流电子镇流器
针对单级半桥谐振式高频交流电子镇流器电路存在的以上缺陷，人们又开发设计出了双级谐振式高频交流电子镇流器电路。它主要在普通的单级谐振高频交流电子镇流器的基础上，再加了一级有源功率因数校正（APFC）电路，用以进行交流市电输入整流滤波的功率因数校正，并限制高次谐波成分，从而达到减小电磁幅射干扰，提高输入侧功率因数的目的。并且由于有源功率因数校正（APFC）还有预稳压的作用，同时还可以调光（调节APFC输出电压），所以既可提高电子镇流器的电性能，又可提高电子镇流器的可靠性。
有源功率因数校正按电路构成可分为：降压式、升/降压式、反激式、升压式等几种。按控制市电输入电流的工作原理可分为：平均电流型、滞后电流型、峰值电流型、电压控制型几种。按功率因数校正电路中电感电流的工作方式又可分为：电流连续型（CCM）、电流不连续型（DCM）。
由于升压式有源功率因数校正电路具有PF值高、THD小、效率高，但需输出电压高于输入电压，适用于75W-2KW的应用场合，所以目前应用最为广泛。
由于DCM型APFC电路简单，开关管应力小的优点，所以在电子镇流器中应用广泛。
两级式具有APFC功能的高频交流电子镇流器电路由于增加了一级有源功率因数校正电路，所以增加了电路的复杂性，使成本提高许多，虽然双级式高频交流电子镇流器性能好，但由于成本、体积等原因也很难于大范围推广使用。
(三)无源功率因数校正
针对两级式有源功率因数校正电路的缺点，人们又试图探讨用无源功率因数校正的方法来提高高频交流电子镇流器的性能，如经常提到的有采用三只二极管和二只电容器的逐流电路的无源功率因数校正和高频复合能量反馈等方法，虽然在理论分析上可行，并有相应的实验结果、结论，但是至今未见广泛使用。还需进一步提高技术性能，但无疑这是一个很好的发展方向。
（四）常用高频交流电子镇流器调光
由于高频交流电子镇流器具有节能的优点，特别是在不需电子镇流器满功率进行的场合下，采用调光控制节能效果会更加明显。
调光控制有一个用户可控制的调光控制输入端并应具有以下基本功能：能检测灯电流、灯电压、灯功率；利用反馈电路来调节用户设定的亮度。
常用的调光方法主要有以下四种：占空比调光法、调频调光法、调节高频逆变器供电电压调光法、 脉冲调相调光法。
1、占空比调光法
这种调光控制法利用调节高频逆变器中功率开关管的脉冲占空比，实现输出功率调节，对半桥逆变的最大占空比为0.5，以确保半桥逆变器的两个开关管有一个死时间，以免两个开关管共态导通损坏。
这种调光方法存在的问题是：如果电感电流连续并滞后于半桥电压Uxy，则开关可能导通时工作在零电压状态，关断瞬间需采用吸收电容达到ZCS工作条件，这样可进入ZVS工作方式，这是优点，EMI和开关管应力可明显降低。然而，如果占空比太小，以至电感电流不连续，将失去ZVS工作特性，并且由于供电直流电压较高，而使开关管上的应力加大，这种不连续电流导通状态将导致可靠性降低和加大EMI幅射。
除了小的脉冲占空比，当灯管发生故障时，也会出现不连续电流工作状态，当灯为开路故障时，电感电流将流过谐振电容，由于这个电容的容量较小，所以阻抗较大。除非两个开关管有吸收电路保护，否则开关管将承受很大的电压应力。2004-3-17 11:24:04 angel
2、调频调光法
调频调光法也是常用的调光方法。如果高频交流电子镇流器的开关频率增加，则电感的阻抗增加，这样，电感电流就会下降。
调频调光法的局限性：
A．调光范围由调频范围决定，如果调频范围不大，则功率调节范围也不大。
B．为了实现在低灯功率工作条件下实现调光，则调频范围应很宽（即从25KHZ--50KHZ）。磁芯的频率范围、驱动电路、控制电路可能限制调光范围。
C．在整个调频范围内不易实现软开关。轻载时，不能实现软开关，并使开关管上的电压应力加大。硬开关的瞬态过渡是EMI幅射的主要来源。
D．如果半桥逆变器不工作在软开关状态，则导致逆变器的损耗加大，导致效率降低。
E．当开关频率在红外遥控的频率范围内时，荧光灯将发射低电平的红外线，如果调频范围很大，其它的红外遥控装置如电视机将会受到影响。
F．灯电流近似反比于逆变器开关频率，调光与开关频率间不是线性关系。
G．当灯管发生开路故障时，将出现DCM工作状态，特别是当开关频率很低时。
3、改变半桥逆变器供电电压调光法
利用改变半桥逆变器供电电压法实现调光有以下优点：
A．调节半桥逆变器供电电压来实现调光。
B．采用固定占空比（约0.5）的方法，使半桥逆变器工作在软开关电感电流连续的宽调光范围调光（这也可使开关控制电路简化）。
C．由于开关频率固定，所以可以针对给定的灯型号简化控制电路设计。
D．由于开关频率刚好大于谐振频率，所以可以降低无功功率和提高工作效率。
E．由于开关频率固定，所以可以较方便的确定无源器件的参数。
F．在较宽的灯功率范围内（5%--100%）保持ZVS工作条件。
G．在很低的半桥逆变器供电电压下，将会失去软开关特性，将会出现电感电流不连续的工作状态。然而在直流供电电压很低的情况下，这种工作状态不再是个问题，这时的开关管应力和损耗将很小，即使硬开关在低直流供电电压情况下（如20V），也不会产生太多EMI幅射。
H．可实现平滑和几乎线性的灯功率控制特性。
I．可得到低功率解决方案，半桥逆变器的供电电压可以选得很低（如5%--100%的调光范围对应30-120V），这样可采用低电压电容和MOSFET。
J．调光控制仅通过控制SEPIC变换器输出电压实现。由于半桥逆变器工作在恒频工作状态，所以可采用简单的AC/DC控制即可实现调光。
K．灯电流近似和DC变换器的电压成正比，调光几乎和SEPIC DC变换器的输出直流电压成正比。调光曲线如图6所示。
4、脉冲调相调光法
利用调节半桥逆变器中两支开关管的导通相位的方法来调节输出功率，从而达到输出调光的目的。调相法调光曲线图如图7所示。
相控调光法主要有以下特点：⑴可调光至此1%；⑵可在任意调光设定值下启动；⑶可应用于多灯应用场合；⑷调光相位灯功率关系线性好。
（五）两级高功率因数电子镇流器常用IC及特点
由于高频交流电子镇流器的巨大市场和经济效益，国际上许多有实力的半导体厂商纷纷开发相应的集成电路，以方便用户、生产厂商使用，大批量生产。有的半导体厂商还给出了相关的电子镇流器设计软件。世界上主要生产、开发高频交流电子镇流器的主要生产厂商有：美国国际整流器公司（IR）、莫托罗拉公司（MC）、美国微线公司（ML）、韩国三星公司等。下面以美国IR公司为例，介绍其主要电子镇流器用控制集成电路、相关设计软件。
美国国际整流器公司（IR）主要有以下型号的新型高频交流电子镇流器控制集成电路，它们分别为： IR21571、IR2159/IR21591、IR2167、IR2153、IR2156等型号。它们分别用于以下场合：
①IR21571：驱动600V MOSFET的荧光灯和高强度放电灯（HID）的电子镇流器驱动控制集成电路。
②IR2159/IR21591：调光控制和600V MOSFET驱动控制功能合一的电子镇流器控制集成电路。
③IR2167：具有PFC功能的高集成度，600V MOSFET驱动控制集成电路，常用于荧光灯和高强度放电灯（HID）的驱动控制。
④IR2153：IR2153/IR2151驱动控制集成
电路的改进型，用以驱动半桥功率变换级。
⑤IR215振荡频率可偏程和用于高压半桥驱动。
⑥IR2153、IR2156：常用于卤素灯的控制驱动。
下面以IR21571、IR2159/IR2157为例介绍其主要功能。如表1所示。2004-3-17 11:25:03 angel
表1 常用IR 电子镇流器IC特点
特 点 型 号
IR21571 IR2159/IR2157
启动功率低 √ √
电源供电稳压二极管保护 √ √
600V半桥驱动 √ √
工作频率可编程控制 √ -
死时间控制 √ 固定
闭环调光 √ -
模拟调光接口 √ -
过流保护 √ √
故障保护 √ √
过温保护 √ √
邻近谐振保护near resonance protection √ √
自动再启动关断 √ √
功率因数校正 - -
电源供电电压稳压 - -
DIP和SOLC封装 16 16
（六） IR公司的相关设计软件
美国IR公司为了方便它的IC使用和高频交流电子镇流器电路设计，它推出了相关设计软件，软件具有以下特点：
IR公司的相关电子镇流器设计软件具有以下功能和相应设计步骤：
1、设计步骤：
(1)对给定的电路类型和输入电压范围，可生成相应的电路图、元件表和印刷电路板图。
(2)良好的图形设计界面，可给出电子镇流器的电参数、元件值和整个电子镇流器的相关文件。
2、主要特点：⑴三步设计流程；⑵灯型号流览；⑶设计流览；⑷良好的显示界面；⑸电子镇流器工作点的计算；⑹电子镇流器工作点的图形表示；⑺Windows的图形显示界面；⑻ LC谐振腔元件参数计算；⑼PFC元件参数计算；⑽IR21571外围相关元件参数计算；⑾电路图；⑿元件清单；⒀PCB图；⒁电参数图；⒂元件参数表。
灯的选择和电路基本设计选择主要包含：
灯的选择含以下内容：灯型号、灯功率、灯管工作电压、最大灯管预热电压、灯管最小点火电压、预热电流、预热时间（秒）。
基本设计选择含以下内容：最低电源电压、最大电源电压、预热直流总线电压、启动点火直流总线电压、直流工作总线电压、PFC工作频率、镇流器工作频率。并且BDA软件有两种工作方式：
1．标准3步法（含以下步骤）：选灯型、选择电路形式、自动生成设计结果。
2．高级工作方式（含以下设计步骤）：
①工作点计算和IR21571外围元器件计算；
②允许预先设定所要求参数值；
③设计灵活，方便。2004-3-17 11:28:22 angel
三、单级高性能、高功率因数高频交流电子镇流器
由于双级式高频交流电子镇流器使用元件多，价格较高。所以尽管性能指标好，但也难于大批量生产、使用，为了进一步简化电路，提高电子镇流器的性能指标，国内外的一些科研院所、高等院校、大公司纷纷提出了单级新型、高功率因数高频交流电子镇流的新概念、新电路，下面分别加以介绍。
（一）高功率因数、低电磁幅射、具有宽调光范围的电子镇流器
这种电路由香港城市大学的S.Y.Ron Hui教授（Ph.D）提出。
这种镇流器具有以下特点：(1)低电磁幅射，传导干扰低，可调光范围宽；(2)功率调节范围为10%--100%；(3)采用SEPIC DC/AC变换调压；(4)低EMI，低电压应力；(5)可用于单管、多管荧光灯照明。
（二）一种改进电荷泵功率因数校正（CPPFC）的电子镇流器
这种电路由美国李泽元教授领导的VPEC的Jin Rong Qian教授（Ph.D）和李泽元教授提出。
主要有以下特点：(1)引入了电荷泵的概念、工作原理、电路；(2)提高功率因数的工作原理分析；(3)波峰比为1.6，200V交流电压输入，效率为80%；(4)只用一个电感，由于电荷泵采用了一个电容，而电容又比电感在电路上好处理。
（三）一种用于紧凑型荧光灯的新型自激E类电子镇流器
由美国（CIeveland State University的Louis Robert Nerone 教授（Ph.D）提出。论文和实验对点火和灯电路稳态运行进行了分析、讨论，并给出了实验结果。有限流保护功能，可适用于任何Q值和占空比，价格低。
（四）一种改进单级电子镇流器起动特性的新方法
由我国台湾National Chung Cheng University的Tsai-fu Wu教授（Ph.D）和他的学生Yong－Jing Wu提出，并给出了实验结果。
这种方法主要有以下特点：
1、利用同步开关技术（Synchronous Switch Technique,SST）来改进电子镇流器的启动特性。
2、利用变形单级电子镇流器技术实现镇流（Single-Stage Inverter、SSI）。
3、讨论了PFC半级和逆变电路半级间功率不平衡而引入的较高电压应力对开关器件的影响。
4、讨论了电子镇流器的工作状态、控制策略和元件电压应力间的相互关系。
5、讨论了利用热阻检测电路来减小灯丝溅射的问题，并通过实验证明了这种电路灯管开关工作18000次后灯丝无明显溅射。
6、论文和实验电路对单级镇流电路的变化特性进行了分析，并给出了实验结果。
（五）采用反激推挽集成变换器的电子镇流器
该电路和实现主要由巴西federal University of Minas Genais的Ricardo Nedersondo Prado教授（Ph.D）等人完成。
这种电子镇流器具有以下特点：(1)由于采用反激式电路，所以电路简单，使用灵活；(2)具有隔离、自启动、单开关的电路特点；(3)可实现短路保护；(4)反激式APFC，所以具有不必使输出电压高于输入直流电压，可在DCM工作方式下，在固定导通时间控制方式下得到功率因数近似为1的效果；(5)由推挽变换器实现灯的高频交流供电、镇流；(6)仅用一级电路就可实现PFC和高频变换，实现了单开关变换，简化了电路；(7)通过占空比控制可实现调光。
（六）基于单级高功率因数的电子镇流器
该工作由巴西Federal University of Espirito SantO,Vitoria的Marcio Aimeida Co教授（Ph.D）及他的同事完成的。
它具有以下特点：(1)单功率级，高功率因数，半桥功率逆变器工作在谐振状态；(2)自激振荡式，功率因数校正工作在DCM模式，输入、输出隔离；(3)由于工作在自激振荡方式，所以具有保护作用；(4)实验模型：40W荧光灯、40KHZ、220V交流市电供电；(5)给出了实验结果和模型分析。
（七）一种新型单级恒功率高功率因数电子镇流器
这项工作由西班牙的University of Oviedo,Gijon大学的Manuel Rico－Secades教授（Ph.D）和他的几个同事共同完成的。该电子镇流器具有以下特点：(1)由buck－boost和半桥LC谐振共同组成单级高频交流电子镇流器；(2)具有可调光和恒功率特性；(3)高功率因数（0.98）；(4)给出了实验电路、稳态分析、低频电路模型；(5)给出了设计实例、方法；(6)给出了实验结果。
（八）基于反激变换器的单级高功率因数电子镇流器
该项工作由西班牙的3.7部分的科研课题组完成。
该项工作具有以下特点：
1、将反激变换PFC和半桥变换合为一体，作为单级高频交流电子镇流。
2、反激工作于恒频、恒占空比。
3、由于在PFC中引入了一个变压器，所以逆变器的输入电压可以设定，从而优化了逆变器的设计。
4、给出了实验电路、稳态分析、实验结果。
四、总结
通过以上的分析讨论可以看出，貌不惊人的高频交流电子镇流器的设计、制作是一个涉及电路拓扑、电子元器件选择、电路动态静态分析，电光源等多学科的一个知识密集性电子产品。它主要要求在电路尽可能简单的条件下实现高效率、高可靠、低谐波成分、低电磁幅射干扰、高功率因数。所以对电路设计、选型、生产提出了较高的要求。随着电子技术、电子元器件、电路拓扑水平的不断提高，高频交流电子镇流器的质量、性能会不断提高。回顾自20世纪70年代世界上第一只高频交流电子镇流器的面市，到今天高频交流电子镇流器广泛进入家庭、楼堂馆所的照明，印证了高频交流电子镇流器的不断发展，质量、性能不断提高的过程。
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